電力電子學 - 快速指南

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電力電子學 - 導論

電力電子學是指控制電流和電壓的流動，並將其轉換為適合使用者負載的形式的過程。最理想的電力電子系統是效率和可靠性均為 100% 的系統。

請看下面的框圖。它顯示了電力電子系統的組成部分以及它們是如何相互關聯的。

電力電子系統將電能從一種形式轉換為另一種形式，並確保實現以下目標：

• 最大效率
• 最大可靠性
• 最大可用性
• 最低成本
• 最輕重量
• 尺寸小巧

電力電子的應用可分為兩種型別：靜態應用和驅動應用。

靜態應用

這利用移動和/或旋轉機械部件，例如焊接、加熱、冷卻和電鍍以及直流電源。

直流電源

驅動應用

驅動應用具有旋轉部件，例如電機。示例包括壓縮機、泵、輸送帶和空調系統。

空調系統

電力電子廣泛應用於空調中以控制壓縮機等元件。下圖顯示了電力電子如何在空調中使用的示意圖。

電力電子學 - 開關器件

電力電子開關器件是將已整合的有源可切換電力半導體驅動器組合在一起。開關的主要特性由其整合系統的功能和相互作用的內部相關性決定。下圖顯示了電力電子開關係統的工作原理。

上圖中的外部電路通常相對於控制單元保持高電位。感應發射器用於支援兩個介面之間所需的電位差。

電力開關器件通常根據其處理功率的額定值（即其電流和電壓額定值的乘積）而不是其功耗來選擇。因此，電力電子開關的主要吸引力在於其能夠耗散低或幾乎不耗散功率的能力。因此，電子開關能夠實現低且連續的功率浪湧。

電力電子學 - 線性電路元件

線性電路元件是指電氣電路中電流輸入和電壓輸出之間呈線性關係的元件。具有線性電路的元件示例包括：

• 電阻器
• 電容器
• 電感器
• 變壓器

為了更好地理解線性電路元件，有必要分析電阻元件。

電阻器

電阻器是一種限制電流流動的器件，從而導致能量轉換。例如，當電流流過燈泡時，電流會轉換為其他形式的能量，例如熱量和/或光。元件的電阻以歐姆 (Ω) 為單位測量。

給定電路中電阻的度量由下式給出：

$$R=\rho \frac{L}{A}$$

其中 R - 電阻；ρ - 電阻率；L - 線材長度；A - 線材橫截面積

各種電阻器的符號

電容器

電容器是指一種電氣裝置，它有兩個導電材料（也稱為極板），由稱為介電材料的絕緣體隔開。它利用電場儲存電能。當電容器連線到電池時，會產生電場，從而使正電荷積聚在一個極板上，負電荷積聚在另一個極板上。

當能量儲存在電容器的電場中時，該過程稱為充電，而當能量被移除時，該過程稱為放電。儲存在電容器中的電能水平稱為電容，以法拉 (F) 為單位測量。一法拉等於每伏特一庫侖，即 1 C/V。

電容器和電池的區別在於，電容器儲存電能，而電池儲存化學能，並以緩慢的速度釋放能量。

各種電容器的符號

下表列出了電容器的各種符號。

電感器

電感器是利用磁場儲存電能的電子器件。電感器最簡單的形式是線圈或環形線圈，其中電感與線圈的匝數成正比。此外，電感還取決於線材的材料型別和環路的半徑。

在給定的匝數和半徑尺寸下，只有空心線圈才能產生最小的電感。與空氣具有相同作用的介電材料包括木材、玻璃和塑膠。這些材料有助於電感器的繞組過程。繞組的形狀（環形）以及鐵磁物質（例如鐵）會增加總電感。

電感器能夠儲存的能量稱為電感。它以亨利 (H) 為單位測量。

各種電感器的符號

變壓器

這指的是一種透過稱為電磁感應的過程將能量從一個能級改變到另一個能級的裝置。它通常用於在利用電力的一些應用中升高或降低交流電壓。

當變壓器初級側的電流變化時，在其鐵芯上會產生變化的磁通量，並以磁場形式擴散到變壓器的次級繞組。

變壓器的工作原理依賴於法拉第電磁感應定律。該定律指出，與時間相關的磁通量變化率與導體中感應的電動勢成正比。

變壓器主要由三個部分組成：

• 初級繞組
• 磁芯
• 次級繞組

變壓器的符號

其他器件

電磁器件

電磁概念廣泛應用於技術領域，並應用於電機、發電機和電鈴。例如，在門鈴中，電磁元件會吸引一個敲擊器，敲擊器會敲擊鈴鐺並使其發出響聲。

控制器

控制器是接收從過程中測量的變數傳輸的電子訊號，並將獲得的值與控制設定點進行比較的裝置。它利用數字演算法來關聯和比較功能。

感測器

感測器用於確定電流，電流不斷變化以提供控制反饋。感測電流可以實現平滑且準確的轉換器功能。電流感測器在轉換器中至關重要，以便輕鬆共享並聯或多相轉換器中的資訊。

濾波器

電子濾波器也用於對訊號進行處理以去除不需要的頻率。它們是類比電路，並且存在於有源或無源狀態。

閘流體

閘流體或半導體控制整流器是一種四層固態電流控制裝置。“閘流體”是通用電氣公司對一種閘流體型別的商品名稱。

SCR 主要用於需要控制高電壓和功率的電子裝置。這使得它們適用於中高交流電源操作，例如電機控制功能。

與二極體一樣，當向 SCR 應用柵極脈衝時，它就會導通。它具有四層半導體，形成兩個結構，即 NPNP 或 PNPN。此外，它還有三個結，分別標記為 J1、J2 和 J3，以及三個端子（陽極、陰極和柵極）。SCR 的示意圖如下所示。

陽極連線到 P 型，陰極連線到 N 型，柵極連線到 P 型，如下所示。

在 SCR 中，本徵半導體是矽，其中注入所需的摻雜劑。但是，PNPN 結的摻雜取決於 SCR 的應用。

SCR 的工作模式

• 斷態（正向阻斷模式） - 這裡陽極分配正電壓，柵極分配零電壓（斷開），陰極分配負電壓。結果，結 J1 和 J3 處於正向偏置，而 J2 處於反向偏置。J2 達到其擊穿雪崩值並開始導通。在此值以下，J1 的電阻非常高，因此處於斷態。

• 通態（導通模式） - SCR 透過以下兩種方式之一進入此狀態：將陽極和陰極之間的電位差提高到雪崩電壓以上，或在柵極施加正訊號。SCR 開始導通後，不再需要柵極電壓來維持通態，因此透過以下方式將其關閉：

• 將其電流降低到稱為保持電流的最低值

• 使用放置在結上的電晶體。

• 反向阻斷 - 這補償了正向電壓的下降。這是由於在P1中需要一個低摻雜區域。需要注意的是，正向和反向阻斷的電壓額定值是相等的。

電力電子學 - TRIAC

TRIAC的首字母縮寫代表交流三極體。TRIAC是一種具有三個端子的半導體器件，用於控制電流的流動，因此得名Triac。與SCR不同，TRIAC是雙向的，而SCR是單向的。它非常適合利用交流電源進行開關操作，因為它可以控制交流週期中兩個半周的電流流動。這在下圖中清楚地解釋了。

TRIAC符號

TRIAC的電路圖如下所示。它類似於兩個背靠背放置的閘流體。

TRIAC結構

TRIAC結構被認為是一個DIAC，其中集成了一個額外的柵極觸點以確保器件控制。與其他功率器件類似，TRIAC由矽製成。因此，矽的製造過程導致了更便宜的器件的生產。如下所示，TRIAC有六個區域，即四個N型區域和兩個P型區域。

TRIAC工作原理

TRIAC的工作原理基於閘流體。它有助於交流電氣元件和系統中的開關功能。它們廣泛用於調光器，因為它們允許利用交流週期的兩個半周。因此，這使得它們在功率使用方面更有效率。儘管可以使用閘流體作為TRIAC，但對於需要低功率的操作來說，它在成本效益上並不高。可以從兩個閘流體的角度來檢視TRIAC。

TRIAC通常用於不需要非常高功率的應用，因為它們在工作中表現出非對稱開關。這對於利用高功率的應用是不利的，因為它會導致電磁干擾。因此，TRIAC用於電機控制、住宅照明調光器和小風扇以控制速度。

電力電子學 - BJT

雙極結型電晶體（BJT）是一種電晶體，其工作原理取決於兩個半導體的接觸。它可以充當開關、放大器或振盪器。它被稱為雙極電晶體，因為它需要兩種型別的載流子（空穴和電子）才能工作。空穴是P型半導體中的主要載流子，而電子是N型半導體中的主要載流子。

BJT的符號

BJT的結構

BJT有兩個P-N結背靠背連線，並共享一個公共區域B（基極）。這確保了在所有區域（基極、集電極和發射極）中都進行了接觸。PNP型雙極電晶體的結構如下所示。

上面顯示的BJT由兩個背靠背連線的二極體組成，導致稱為準中性的區域耗盡。發射極、基極和集電極的準中性寬度如上所示，分別表示為W_E'、W_B'和W_C'。它們如下獲得 -

$$W_{E}^{'}=W_{E}-X_{n,BE}$$ $$W_{B}^{'}=W_{B}-X_{p,BE}-X_{p,BC}$$ $$W_{C}^{'}=W_{C}-X_{n,BC}$$

發射極、基極和集電極電流的常規符號分別用I_E、I_B和I_C表示。因此，當正電流遇到集電極或基極觸點時，集電極電流和基極電流為正。此外，當電流離開發射極觸點時，發射極電流為正。因此，

$$I_{E}=I_{B}+I_{C}$$

當相對於集電極和發射極在基極觸點上施加正電壓時，基極-集電極電壓以及基極-發射極電壓都變為正。

為簡單起見，假設V_CE為零。

電子從發射極擴散到基極，而空穴從基極擴散到發射極。一旦電子到達基極-集電極耗盡區，它們就會被電場掃過該區域。這些電子形成集電極電流。

當BJT處於正向有源模式時，總髮射極電流透過新增電子擴散電流（I_E,n）、空穴擴散電流（I_{E, p}）和基極-發射極電流獲得。

$$I_{E}=I_{E,n}+I_{E,p}+I_{r,d}$$

總集電極電流由電子擴散電流（I_E,n）減去基極複合電流（I_r,B）給出。

$$I_{C}=I_{E,n}-I_{r,B}$$

基極電流I_B的總和透過新增空穴擴散電流（I_{E, p}）、基極複合電流（I_r,B）和耗盡層的基極-發射極複合電流（I_r,d）獲得。

$$I_{B}=I_{E,p}+I_{r,B}+I_{r,d}$$

傳輸因子

這由集電極電流與發射極電流之比給出。

$$\alpha =\frac{I_{C}}{I_{E}}$$

應用基爾霍夫電流定律，發現基極電流由發射極電流和集電極電流之差給出。

電流增益

這由集電極電流與基極電流之比給出。

$$\beta =\frac{I_{C}}{I_{B}}=\frac{\alpha }{1-\alpha }$$

以上解釋了BJT如何產生電流放大。如果集電極電流幾乎等效於發射極電流，則傳輸因子（α）接近於1。因此，電流增益（β）將大於1。

為了進一步分析，傳輸因子（α）被重寫為發射極效率（γ_E）、基極傳輸因子（α_T）和耗盡層複合因子（δ_r）的乘積。它被重寫如下 -

$$\alpha =\gamma _{E}\times \alpha _{T}\times \delta _{r}$$

以下是討論的發射極效率、基極傳輸因子和耗盡層複合因子的總結。

發射極效率

$$\gamma _{E}=\frac{I_{E,n}}{I_{E,p}+I_{E,P}}$$

基極傳輸因子

$$\alpha _{T}=\frac{I_{E,n}-I_{r,b}}{I_{E,n}}$$

耗盡層複合因子

$$\delta _{r}=\frac{I_{E}-I_{r,d}}{I_{E,n}}$$

電力電子學 - IGBT

絕緣柵雙極電晶體（IGBT）是一種具有三個端子的半導體器件，主要用作電子開關。其特點是開關速度快、效率高，使其成為現代電器（如燈鎮流器、電動汽車和變頻驅動器 (VFD)）中必不可少的元件。

其能夠快速開啟和關閉，使其適用於放大器以處理具有脈寬調製的複雜波形。IGBT結合了MOSFET和BJT的特性，分別實現了高電流和低飽和電壓容量。它集成了一個使用FET（場效應電晶體）的隔離柵以獲得控制輸入。

IGBT符號

IGBT的放大倍數由其輸出訊號與其輸入訊號之比計算得出。在傳統的BJT中，增益（β）的程度等於其輸出電流與輸入電流之比。

IGBT的導通態電阻（RON）值遠低於MOSFET。這意味著對於特定的開關操作，雙極電晶體上的壓降（I²R）非常低。IGBT的反向阻斷作用類似於MOSFET。

當IGBT用作靜態狀態下的受控開關時，其電流和電壓額定值等於BJT的額定值。相反，IGBT中的隔離柵使驅動BJT電荷更容易，因此所需的功率更少。

IGBT根據其柵極端子是否被啟用或停用而接通或斷開。柵極和發射極之間的恆定正電位差使IGBT保持導通狀態。當輸入訊號被移除時，IGBT將關閉。

IGBT工作原理

與BJT不同，IGBT只需要很小的電壓來維持器件的導通。IGBT是單向器件，即它只能正向導通。這意味著電流從集電極流向發射極，這與MOSFET不同，MOSFET是雙向的。

IGBT的應用

IGBT用於中功率到超高功率應用，例如牽引電機。在大功率IGBT中，可以處理數百安培的高電流和高達6kv的阻斷電壓。

IGBT還用於電源電子器件，如轉換器、逆變器和其他需要固態開關的電器。雙極電晶體具有高電流和電壓。但是，它們的開關速度很慢。相反，MOSFET具有高速開關速度，儘管它們價格昂貴。

電力電子學 - MOSFET

金氧半導體場效應電晶體（MOSFET）是一種用於開關電子訊號的電晶體。它有四個端子，即源極（S）、漏極（D）、柵極（G）和體（B）。MOSFET的體通常連線到源極（S）端子，這導致了類似於其他場效應電晶體（FET）的三端器件。由於這兩個主要端子通常透過短路互連，因此在電氣圖中只能看到三個端子。

它是數字和類比電路中最常見的器件。與普通電晶體相比，MOSFET需要較小的電流（小於1毫安）即可導通。同時，它可以提供超過50安培的高電流負載。

MOSFET的工作原理

MOSFET有一層薄的二氧化矽層，充當電容器的極板。控制柵極的隔離將MOSFET的電阻提高到極高的水平（幾乎無限）。

柵極端子與主電流路徑隔開；因此，沒有電流洩漏到柵極。

MOSFET存在兩種主要形式 -

• 耗盡型 - 這需要柵極-源極電壓（V_GB）來關閉元件。當柵極處於零（V_GB）時，器件通常處於導通狀態，因此，它充當給定邏輯電路的負載電阻。對於使用N型耗盡的載入器件，3V是閾值電壓，透過在-3V處切換柵極來關閉器件。

• 增強型 - 在這種狀態下，需要柵極-源極電壓（V_GB）來開啟元件。當柵極處於零（V_GB）時，器件通常處於斷開狀態，並且可以透過確保柵極電壓高於源極電壓來開啟它。

符號和基本結構

其中，D - 漏極；G - 柵極；S - 源極；和Sub - 基板

功率半導體器件解題示例

一個（BJT）發射電流為1mA，發射極效率為0.99。基極傳輸因子為0.994，耗盡層複合因子為0.997。對於BJT，計算以下內容 -

傳輸因子

重寫的傳輸因子由下式給出 -

$$\alpha =\gamma _{E}\times \alpha _{T}\times \delta _{r}$$

代入數值，得到

$$\alpha =0.99\times 0.994\times 0.997=0.981$$

電流增益

電流增益由下式給出 -

$$\beta =\frac{I_{C}}{I_{B}}=\frac{\alpha }{1-\alpha }$$

代入數值，得到

$$\beta =\frac{0.981}{1-0.981}=51.6$$

集電極電流

$$I_{C}=\alpha \times I_{E}=0.981\times 1=0.981mA$$

基極電流

$$I_{B}=I_{E}-I_{C}=1-0.981=19\mu A$$

電力電子學 - 脈衝整流器

相位控制整流器

相控整流器將交流電轉換為直流電（線換流）。換句話說，它用於將固定頻率和固定電壓的交流電源轉換為可變直流電壓輸出。其表達方式為

• 固定輸入 − 電壓、頻率和交流功率

• 可變輸出 − 直流電壓輸出

輸入整流器的交流電壓通常為固定有效值（均方根值）和固定頻率。在整流器中加入相控閘流體可以確保獲得可變的直流輸出電壓。這是透過改變閘流體觸發時的相位角來實現的。結果，得到了負載電流的脈動波形。

在輸入電源半週期內，閘流體處於正向偏置狀態，並透過施加足夠的柵極脈衝（觸發）而導通。一旦閘流體導通，電流就開始流動，即從ωt=α點到ωt=β點。當負載電流降至零時，由於線換流（自然換流），閘流體關斷。

有許多電力電子轉換器利用自然換流。這些包括 −

• 交流-直流轉換器
• 交流-交流轉換器
• 交流電壓控制器
• 環流變頻器

以上電力電子轉換器將在本教程的後續章節中進行解釋。

2脈衝轉換器

2脈衝轉換器，也稱為2級脈寬調製（PWM）發生器，用於為基於載波的脈寬調製轉換器生成脈衝。它透過利用2級拓撲來實現這一點。此模組控制用於控制目的的開關器件，例如存在於三種類型的轉換器中的IGBT和FET −

• 1臂（單相半橋）
• 2臂（單相全橋）
• 3臂（三相橋）

2脈衝轉換器中的參考輸入訊號與載波進行比較。如果參考輸入訊號大於載波，則上側器件的脈衝等於1，下側器件的脈衝等於0。

為了控制具有單相全橋（2臂）的器件，需要應用單極性或雙極性脈寬調製。在單極性調製中，兩個臂中的每一個都獨立控制。透過將初始參考點移動180°，在內部生成第二個參考輸入訊號。

當應用雙極性PWM時，第二個單相全橋中下側開關器件的狀態類似於第一個單相全橋器件中的上側開關。使用單極性調製可以產生平滑的交流波形，而雙極性調製會導致電壓變化較小。

3脈衝轉換器

考慮一個三相3脈衝轉換器，其中每個閘流體在電源週期的三分之一時間內處於導通模式。閘流體最早被觸發導通的時間是相對於相電壓的30°。

其工作原理使用三個閘流體和三個二極體進行解釋。當閘流體T1、T2和T3被二極體D1、D2和D3替換時，導通將分別在相對於相電壓u_an、u_bn和u_cn的30°角開始。因此，觸發角α最初是在相對於相應相電壓的30°處測量的。

電流只能透過閘流體單向流動，這類似於功率從直流側流向交流側的逆變器工作模式。此外，閘流體中的電壓透過控制觸發角來控制。當α=0（在整流器中可能）時，即可實現這一點。因此，3脈衝轉換器充當逆變器和整流器。

6脈衝轉換器

下圖顯示了一個連線到三相電源的六脈衝橋式可控整流器。在此轉換器中，脈衝數是相數的兩倍，即p = 2m。使用相同的轉換器配置，可以組合兩個六脈衝橋，以獲得12個或更多脈衝的轉換器。

當沒有換流時，任何特定時間都會有兩個二極體導通。此外，為了在負載上獲得電壓降，必須將兩個二極體置於橋的相對支路。例如，二極體3和6不能同時導通。因此，直流負載上的電壓降是三相電源的線電壓VL的組合。

需要注意的是，脈衝數越多，轉換器的利用率越高。此外，脈衝數越少，轉換器的利用率越低。

電源電感的影響

大多數轉換器的分析通常在理想條件下（無源阻抗）進行簡化。但是，這種假設是不合理的，因為源阻抗通常是感性的，具有可忽略的電阻元件。

源電感對轉換器效能有重大影響，因為它的存在會改變轉換器的輸出電壓。結果，隨著負載電流的減小，輸出電壓也會減小。此外，輸入電流和輸出電壓波形也會發生顯著變化。

以下兩種方式分析源電感對轉換器的影響。

對單相的影響

假設轉換器在導通模式下工作，並且負載電流的紋波可以忽略不計，則開路電壓在觸發角為α時等於平均直流輸出。下圖顯示了一個帶有單相電源的全控整流器。假設當t=0時，閘流體T₃和T₄處於導通模式。另一方面，當ωt=α時，T₁和T₂觸發。

其中 −

• V_i = 輸入電壓
• I_i = 輸入電流
• V_o = 輸出電壓
• I_o = 輸出電壓

當沒有源電感時，換流將在T₃和T₄處發生。閘流體T₁和T₂立即導通。這將導致輸入極性瞬時變化。在存在源電感的情況下，極性和換流的變化不會瞬時發生。因此，T₃和T₄不會在T₁和T₂導通後立即換流。

在某個時間間隔內，所有四個閘流體都將導通。此導通間隔稱為重疊間隔（μ）。

換流期間的重疊會降低直流輸出電壓和熄滅角γ，當α接近180°時會導致換流失敗。下圖顯示了波形。

對三相的影響

與單相轉換器一樣，由於源電感的存在，沒有瞬時換流。考慮到源電感，對轉換器效能的影響（定性）與單相轉換器相同。下圖顯示了這一點。

電力電子 - 效能引數

確定不同轉換器的效能引數非常重要，這些轉換器的拓撲結構可以是單相或多相的。

假設

• 所使用的器件是理想的，即它們沒有任何損耗
• 器件具有電阻性負載

負載上的直流電壓

$$V_{DC}=\frac{1}{T} \int_{0}^{T}V_{L}\left ( t \right )dt$$

負載上的有效電壓

$$V_{L}=\sqrt{\frac{1}{T}}\int_{0}^{T}V_{L}^{2}\left ( t \right )dt$$

形狀因數

$$FF=\frac{V_{L}}{V_{DC}}$$

紋波因數

$$RF=\frac{\sqrt{V_{L}^{2}-V_{DC}^{2}}}{V_{DC}}=\sqrt{FF^{2}-1}$$

效率（整流因子）

$$\eta =\frac{P_{DC}}{P_{L}+P_{D}}$$

其中上述定義為 −

$P_{DC}=V_{DC}\times I_{DC}$

$P_{L}=V_{L}\times I_{L}$

$P_{D}=R_{D}\times I_{L}^{2}$（$P_{D}$是整流器損耗，$R_{D}$是電阻）

$$\eta =\frac{V_{DC}I_{DC}}{\left ( V_{L}I_{L} \right )+\left ( R_{D}I_{L}^{2} \right )}=\frac{V_{DC}^{2}}{V_{L}^{2}}\times \frac{1}{1+\frac{R_{D}}{R_{L}}}$$

但$R_{D}=0$

因此，

$$\eta =\left ( \frac{V_{DC}}{V_{L}} \right )^{2}=\left ( \frac{1}{FF}\right )^{2}$$

變壓器利用率

$$TUF=\frac{P_{DC}}{VA \:額定值 \:of \:the \:Transformer }=\frac{P_{DC}}{\frac{VA_{p}+VA_{s}}{2}}$$

VA_p和VA_s是變壓器的一次側和二次側功率額定值。

整流器的無功功率控制

在高壓直流（HVDC）轉換器中，換流站是線換流的。這意味著閥的初始電流只能相對於交流形式的轉換器母線電壓的零值延遲。因此，為了更好地控制電壓，轉換器母線連線到無功電源。

無功電源用於在靜態系統中改變電容器。無功電源系統的響應由動態條件下的電壓控制決定。

在執行不穩定的交流系統時，由於電壓不穩定和過電壓浪湧，往往會出現問題。需要更好地協調無功電源，以簡化觸發角的控制。結果，無功功率轉換器的這一特性越來越多地應用於使用HVDC的現代轉換器中。

穩態下的無功功率控制

將無功功率表示為有功功率函式的方程式以單位量給出。

基準轉換器電壓由 − 給出

$$V_{db}=3\sqrt{\frac{2}{\pi }}\times V_{L}$$

其中V_L = 線電壓（繞組側）

基準直流電流（I_db） = 額定直流電流（I_dr）

基準直流功率（P_dc） = n_b × V_db × I_db，其中n_b = 串聯橋數

基準交流電壓（V_b） = （V_a）

基準交流功率 = 基準直流功率

$$\sqrt{\frac{18}{\pi }}\times V_{a}\times I_{db}\times n_{b}$$

電力電子學 - 雙向整流器

雙重轉換器主要用於變頻驅動器（VFD）。在雙重轉換器中，兩個轉換器背靠背連線在一起。下圖說明了雙重轉換器的工作原理。假設 −

• 雙重轉換器在其端子上是理想的（產生純直流輸出）。

• 每個兩象限轉換器都是一個串聯二極體的可控直流電源。

• 二極體D1和D2顯示電流的單向流動。

考慮到一個不帶迴圈電流的雙重轉換器，交流電流被受控觸發脈衝阻止流動。這確保了承載負載電流的轉換器導通，而另一個轉換器被阻斷。這意味著轉換器之間不需要電抗器。

電池充電器

電池充電器，也稱為充電器，利用電流將能量儲存在二次電池中。充電過程取決於電池的型別和尺寸。不同型別的電池對過充的耐受水平不同。充電過程可以透過將其連線到恆壓或恆流源來實現。

充電倍率 (C)

充電倍率定義為電池充電或放電的速率，等於電池容量在一個小時內的變化量。

電池充電器的規格用其充電倍率 C 表示。例如，額定值為 C/10 的電池充電器將在 10 小時內提供充電容量，而額定值為 3C 的充電器將在 20 分鐘內為電池充電。

電池充電器的型別

電池充電器的型別很多。在本教程中，我們將考慮五種主要型別。

• 簡單充電器 - 透過向被充電的電池提供恆定的直流電源來工作。

• 快速充電器 - 使用控制電路快速為電池充電，並在過程中防止電池損壞。

• 感應充電器 - 使用電磁感應為電池充電。

• 智慧充電器 - 用於為包含與智慧充電器通訊的晶片的電池充電。

• 運動供電充電器 - 利用人體運動為電池充電。透過人體運動使放置在兩個彈簧之間的磁鐵上下移動，從而為電池充電。

相控整流器解題示例

一臺他勵直流電動機的引數如下：220V、100A 和 1450 rpm。其電樞電阻為 0.1 Ω。此外，它由連線到三相交流電源的三相全控整流器供電，交流電源頻率為 50 Hz，感抗為 0.5 Ω，頻率為 50Hz。在 α = 0 時，電動機執行在額定轉矩和速度下。假設電動機使用反向方向在額定速度下再生制動。計算換相不受影響的最大電流。

解答 -

我們知道，

$$V_{db}=3\sqrt{\frac{2}{\pi }}\times V_{L}-\frac{3}{\pi }\times R_{b}\times I_{db}$$

代入數值，得到，

$220=3\sqrt{\frac{2}{\pi }}\times V_{L}-\frac{3}{\pi }\times 0.5\times 100$

因此，

$V_{L}=198V$

額定速度下的電壓 = $220-\left ( 100\times 0.1 \right )=210V$

在額定速度下，反向再生制動，

$=3\sqrt{\frac{2}{\pi }}\times 198\cos \alpha -\left ( \frac{3}{\pi }\times 0.5+0.1\right )\times I_{db}=-210V$

但是 $\cos \alpha -\cos \left ( \mu +\alpha \right )=\frac{\sqrt{2}}{198}\times 0.5I_{db}$

為了使換相不失效，應滿足以下限制條件。

$\mu +\alpha \approx 180^{\circ}$

因此，$\quad \cos \alpha =\frac{I_{db}}{198\sqrt{2}}-1$

此外，

$\frac{3}{\pi }I_{db}-\frac{3\sqrt{2}}{\pi }\times 198-\left ( \frac{3}{\pi }\times 0.5+0.1 \right )I_{db}=-210$

這得到，$\quad 0.3771I_{db}=57.4$

因此，$\quad I_{db}=152.2A$

電力電子學 - 斬波器

斬波器使用高速連線和斷開電源負載。透過連續觸發電源開關的通/斷，間歇性地將固定直流電壓施加到電源負載。電源開關保持通或斷的時間段分別稱為斬波器的通態時間和斷態時間。

斬波器主要應用於電動汽車、風能和太陽能轉換以及直流電動機調速。

斬波器的符號

斬波器的分類

根據輸出電壓，斬波器分為 -

• 升壓斬波器（升壓變換器）
• 降壓斬波器（降壓變換器）
• 升降壓斬波器（降壓-升壓變換器）

升壓斬波器

升壓斬波器的平均輸出電壓 (V_o) 大於輸入電壓 (V_s)。下圖顯示了升壓斬波器的配置。

電流和電壓波形

當斬波器導通時，V₀（平均輸出電壓）為正，當斬波器斷開時，V₀為負，如下面的波形所示。

其中

T_ON – 斬波器導通的時間間隔

T_OFF – 斬波器斷開的時間間隔

V_L – 負載電壓

V_s – 源電壓

T – 斬波週期 = T_ON + T_OFF

V_o 由下式給出 -

$$V_{0}=\frac{1}{T}\int_{0}^{T_{ON}}V_{S}dt$$

當斬波器 (CH) 導通時，負載短路，因此，T_ON期間的輸出電壓為零。此外，在此期間電感器充電。這使得 V_S = V_L

$L\frac{di}{dt}=V_{S},$ $\frac{\Delta i}{T_{ON}}=\frac{V_{S}}{L}$

因此，$\Delta i=\frac{V_{S}}{L}T_{ON}$

Δi = 電感器的峰峰值電流。當斬波器 (CH) 斷開時，電感器 L 會放電。因此，V_s 和 V_L 的總和如下給出 -

$V_{0}=V_{S}+V_{L},\quad V_{L}=V_{0}-V_{S}$

但是 $L\frac{di}{dt}=V_{0}-V_{S}$

因此，$L\frac{\Delta i}{T_{OFF}}=V_{0}-V_{S}$

這得到，$\Delta i=\frac{V_{0}-V_{S}}{L}T_{OFF}$

將通態的 Δi 與斷態的 Δi 等於得到 -

$\frac{V_{S}}{L}T_{ON}=\frac{V_{0}-V_{S}}{L}T_{OFF}$, $V_{S}\left ( T_{ON}+T_{OFF} \right )=V_{0}T_{OFF}$

$V_{0}=\frac{TV_{S}}{T_{OFF}}=\frac{V_{S}}{\frac{\left ( T+T_{ON} \right )}{T}}$

這得到平均輸出電壓為，

$$V_{0}=\frac{V_{S}}{1-D}$$

上述等式表明，V_o 可以從 V_S 變化到無窮大。它證明輸出電壓將始終大於輸入電壓，因此，它會提升或提高電壓水平。

降壓斬波器

這也被稱為降壓變換器。在這種斬波器中，平均輸出電壓 V_O 小於輸入電壓 V_S。當斬波器導通時，V_O = V_S，當斬波器斷開時，V_O = 0

當斬波器導通時 -

$V_{S}=\left ( V_{L}+V_{0} \right ),\quad V_{L}=V_{S}-V_{0},\quad L\frac{di}{dt}=V_{S}-V_{0},\quad L\frac{\Delta i}{T_{ON}}=V_{s}+V_{0}$

因此，峰峰值負載電流由下式給出，

$\Delta i=\frac{V_{s}-V_{0}}{L}T_{ON}$

電路圖

其中FD是續流二極體。

當斬波器斷開時，電感器的極性反轉並放電。電流透過續流二極體和電感器流向負載。這得到，

$$L\frac{di}{dt}=V_{0}........................................\left ( i \right )$$

改寫為 -$\quad L\frac{\Delta i}{T_{OFF}}=V_{0}$

$$\Delta i=V_{0}\frac{T_{OFF}}{L}...................................\left ( ii \right )$$

將等式 (i) 和 (ii) 等於得到；

$\frac{V_{S}-V_{0}}{L}T_{ON}=\frac{V_{0}}{L}T_{OFF}$

$\frac{V_{S}-V_{0}}{V_{0}}=\frac{T_{OFF}}{T_{ON}}$

$\frac{V_{S}}{V_{0}}=\frac{T_{ON}-T_{OFF}}{T_{ON}}$

上述等式得到；

$$V_{0}=\frac{T_{ON}}{T}V_{S}=DV_{S}$$

等式 (i) 得到 -

$\Delta i=\frac{V_{S}-DV_{S}}{L}DT$, 來自 $D=\frac{T_{ON}}{T}$

$=\frac{V_{S}-\left ( 1-D \right )D}{Lf}$

$f=\frac{1}{T}=$斬波頻率

電流和電壓波形

電流和電壓波形如下所示 -

對於降壓斬波器，輸出電壓始終小於輸入電壓。這在下圖中所示。

升降壓斬波器

這也被稱為降壓-升壓變換器。它可以提高或降低輸入電壓水平。下圖顯示了一個降壓-升壓斬波器。

當斬波器導通時，電感器 L 由源電壓 V_s 充電。因此，V_s = V_L。

$$L\frac{di}{dt}=V_{S}$$ $$\Delta i=\frac{V_{S}}{L}T_{ON}=\frac{V_{S}}{L}T\frac{T_{ON}}{T}=\frac{DV_{S}}{Lf}$$

因為 -

$D=\frac{T_{ON}}{T}$ 和 $f=\frac{1}{T} .............................................. \left ( iii \right )$

當斬波器斷開時，電感器的極性反轉，這導致它透過二極體和負載放電。

因此，

$$V_{0}=-V_{L}$$ $$L\frac{di}{dt}=-V_{0}$$

$L\frac{\Delta i}{T_{OFF}}=-V_{0}$, 因此 $\Delta i=-\frac{V_{0}}{L}T_{OFF}................................\left ( iv \right )$

評估等式 (iii) 和 (iv) 得到 -

$\frac{DV_{S}}{Lf}=-\frac{V_{0}}{L}T_{OFF}$, $DV_{S}=-DV_{S}=-V_{0}T_{OFF}f$

$DV_{S}=-V_{0}\frac{T-T_{ON}}{T}=-V_{0}\left ( 1-\frac{T_{ON}}{T} \right )$, $V_{0}=-\frac{DV_{S}}{1-D}$

因為 $D=\frac{T_{ON}}{T}=\frac{T-T_{OFF}}{1-D}$

這得到，

$V_{0}=\frac{DV_{S}}{1-D}$

D 可以從 0 變化到 1。當 D = 0 時；V_O = 0

當 D = 0.5 時，V_O = V_S

當 D = 1 時，V_O = ∞。

因此，在 0 ≤ D ≤ 0.5 的區間內，輸出電壓在 0 ≤ V_O < V_S 的範圍內變化，我們得到降壓或降壓操作。而在 0.5 ≤ D ≤ 1 的區間內，輸出電壓在 V_S ≤ V_O ≤ ∞ 的範圍內變化，我們得到升壓或升壓操作。

電力電子學 - 控制方法

在變換器中，有兩種基本控制方法用於改變輸出電壓。它們是 -

• 時間比率控制
• 電流限制控制

時間比率控制

在時間比率控制中，由 $\frac{T_{ON}}{T}$ 給出的常數 k 發生變化。常數 k 稱為佔空比。時間比率控制可以透過兩種方式實現 -

恆頻

在這種控制方法中，頻率 (f = 1/T_0N) 保持恆定，而導通時間 T 發生變化。這稱為脈寬調製 (PWM)。

變頻

在變頻技術中，頻率 (f = 1/T) 發生變化，而導通時間 T 保持恆定。這稱為頻率調製控制。

電流限制控制

在直流-直流變換器中，電流值在連續電壓的最大值和最小值之間變化。在這種技術中，斬波器（直流-直流變換器中的開關）導通然後斷開，以確保電流保持在上限和下限之間。當電流超過最大點時，斬波器斷開。

當開關處於斷開狀態時，電流透過二極體續流並以指數方式下降。當電流達到最小電平時，斬波器導通。當導通時間 T 恆定或頻率 (f=1/T) 恆定時，可以使用此方法。

電力電子 - 諧振開關

諧振開關變換器是指具有電感和電容 (LC) 網路的變換器，其電流和電壓波形在每個開關週期內以正弦方式變化。有各種諧振開關變換器 -

• 諧振直流-直流變換器
• 直流-交流逆變器
• 諧振交流逆變器-直流變換器

在本教程中，我們將重點介紹諧振直流-直流變換器

諧振直流-直流變換器

下面將使用直流-直流轉換器解釋開關模式電源 (SMPS) 的概念。負載獲得恆定的電壓供應 (V_OUT)，該電壓供應來自主電壓源 V_IN。V_OUT 的值透過改變串聯電阻 (R_S) 或並聯連線的電流源 (I_S) 來調節。透過控制 V_OUT 來改變 I_S 並確保 R_S 保持恆定，轉換器中會損失相當大的功率。

開關模式電源 (SMPS)

SMPS（開關模式電源）指的是一種電子裝置，它使用開關穩壓器以高效的方式轉換電能。SMPS 從主電源線獲取電源並將其傳輸到負載。例如，計算機在確保電壓和電流特性得到轉換的同時。

SMPS 和線性電源之間的區別在於，前者在低功耗期間保持開關開啟和關閉，並在高功耗區域使用更少的時間。這確保了更少的能量浪費。實際上，SMPS 不會消耗任何功率。

與相同尺寸和形狀的普通線性電源裝置相比，SMPS 的尺寸更小，重量更輕。

下圖顯示了 SMPS 的電路圖。當開關頻率變化時，每個週期的儲存能量可以變化，因此電壓輸出也會變化。

下面的波形是半橋轉換器（也稱為推輓式）的波形。它用於利用高功率的應用中。輸入電壓減半，如波形所示。

直流-直流轉換器解題示例

一個升壓斬波器的輸入電壓為 150V。所需的輸出電壓為 450V。已知閘流體的導通時間為 150μ秒。計算斬波頻率。

解 -

斬波頻率 (f)

$f=\frac{1}{T}$

其中 T – 斬波週期 = $T_{ON}+T_{OFF}$

已知 - $V_{S}=150V$$V_{0}=450V$ $T_{ON}=150\mu sec$

$V_{0}=V_{S\left ( \frac{T}{T-T_{ON}} \right )}$

$450=150\frac{T}{T-150^{-6}}$ $T=225\mu sec$

因此，$f=\frac{1}{225\ast 10^{-6}}=4.44KHz$

在脈衝寬度減半後，以恆定頻率執行的情況下，新的電壓輸出。

脈衝寬度減半得到 -

$$T_{ON}=\frac{150\times 10^{-6}}{2}=75\mu sec$$

頻率恆定，因此，

$$f=4.44KHz$$ $$T=\frac{1}{f}=150\mu sec$$

輸出電壓由下式給出 -

$$V_{0}=V_{S}\left ( \frac{T}{T-T_{ON}} \right )=150\times \left ( \frac{150\times 10^{-6}}{\left ( 150-75 \right )\times 10^{-6}} \right )=300Volts$$

電力電子學 - 逆變器型別

逆變器指的是一種電力電子裝置，它將直流形式的電源轉換為所需頻率和電壓輸出的交流形式。

逆變器分為兩大類 -

• 電壓源逆變器 (VSI) - 電壓源逆變器具有剛性直流電源電壓，即直流電壓在逆變器輸入端具有有限或零阻抗。

• 電流源逆變器 (CSI) - 電流源逆變器由具有高阻抗的直流電源提供可變電流。產生的電流波不受負載影響。

單相逆變器

單相逆變器有兩種型別 - 全橋逆變器和半橋逆變器。

半橋逆變器

這種型別的逆變器是全橋逆變器的基本構建塊。它包含兩個開關，並且每個電容的電壓輸出等於 $\frac{V_{dc}}{2}$。此外，開關互補，即一個開關開啟時，另一個開關關閉。

全橋逆變器

此逆變器電路將直流電轉換為交流電。它透過按正確的順序閉合和開啟開關來實現這一點。它有四種不同的工作狀態，這些狀態基於哪些開關閉合。

三相逆變器

三相逆變器將直流輸入轉換為三相交流輸出。它的三個臂通常延遲 120° 的角度，以便產生三相交流電源。逆變器開關的比例均為 50%，並且每隔 T/6 時間 T（60° 角間隔）切換一次。開關 S1 和 S4、開關 S2 和 S5 以及開關 S3 和 S6 互補。

下圖顯示了三相逆變器的電路圖。它只不過是三個單相逆變器跨接在同一個直流電源上。三相逆變器中的極電壓等於單相半橋逆變器中的極電壓。

以上兩種型別的逆變器具有兩種導通模式 - 180° 導通模式和120° 導通模式。

180° 導通模式

在這種導通模式下，每個器件都處於 180° 的導通狀態，它們以 60° 的間隔開啟。端子 A、B 和 C 是橋的輸出端子，它們連線到負載的三相三角形或星形連線。

平衡星形連線負載的操作在下圖中說明。在 0° - 60° 的時間段內，點 S1、S5 和 S6 處於導通模式。負載的端子 A 和 C 連線到其正極的電源。端子 B 連線到其負極的電源。此外，中性點和正極之間存在電阻 R/2，而中性點和負極之間存在電阻 R。

180° 導通模式的波形

120° 導通模式

在這種導通模式下，每個電子器件都處於 120° 的導通狀態。它最適合負載中的三角形連線，因為它會導致其任何相位出現六步型別的波形。因此，在任何時刻只有兩個器件導通，因為每個器件僅導通 120°。

負載上的端子 A 連線到正極，而端子 B 連線到電源的負極。負載上的端子 C 處於稱為浮動狀態的條件。此外，相電壓等於負載電壓，如下所示。

相電壓 = 線電壓

V_AB = V

V_BC = −V/2

V_CA = −V/2

120° 導通模式的波形

電力電子 - 脈寬調製

PWM 是一種用於降低負載電流中總諧波失真 (THD) 的技術。它使用矩形/方波形式的脈衝波，在脈衝寬度調製後，產生可變平均波形值 f(t)。調製週期由 T 給出。因此，波形的平均值為

$$\bar{y}=\frac{1}{T}\int_{0}^{T}f\left ( t \right )dt$$

正弦脈寬調製

在簡單的電源逆變器中，可以根據需要開啟和關閉開關。在每個週期中，開關開啟或關閉一次。這會導致方波。但是，如果開關開啟多次，則會獲得改進波形的諧波輪廓。

正弦 PWM 波形是透過將所需的調製波形與高頻三角波形進行比較而獲得的。無論訊號電壓是小於還是大於載波波形電壓，直流母線的輸出電壓均為負或正。

正弦幅度為 A_m，載波三角形的幅度為 A_c。對於正弦 PWM，調製指數 m 由 A_m/A_c 給出。

改進的正弦波形 PWM

改進的正弦 PWM 波形用於功率控制和功率因數最佳化。其主要概念是透過修改 PWM 轉換器將延遲在電網上的電流轉移到電壓電網。因此，功率效率得到提高，功率因數也得到最佳化。

多路 PWM

多路 PWM 具有許多輸出，這些輸出的值不相同，但產生這些輸出的時間週期對於所有輸出都是恆定的。具有 PWM 的逆變器能夠在高電壓輸出下工作。

下面的波形是由多路 PWM 產生的正弦波

電壓和諧波控制

具有頻率的週期性波形，該頻率是基波功率的整數倍，頻率為 60Hz，稱為諧波。另一方面，總諧波失真 (THD) 指所有諧波電流頻率的總貢獻。

諧波以表示給定電路中使用的整流器數量的脈衝為特徵。計算如下 -

$$h=\left ( n\times P \right )+1 \quad or \quad -1$$

其中 n - 是一個整數 1、2、3、4….n

P - 整流器的數量

在下表中進行了總結 -

諧波會影響電壓和電流輸出，可以使用隔離變壓器、線路電抗器、電源系統重新設計和諧波濾波器來減少諧波。

串聯諧振逆變器

諧振逆變器是一種電力逆變器，其工作原理是諧振電流的振盪。在此，開關器件和諧振元件串聯連線。由於電路的自然特性，流過開關器件的電流降至零。

這種型別的逆變器在 20kHz-100kHz 範圍內產生非常高的頻率的正弦波形。因此，它最適合需要固定輸出的應用，例如感應加熱和熒光照明。它的尺寸通常很小，因為它的開關頻率很高。

諧振逆變器有多種配置，因此將其分為兩類 -

• 具有單向開關的
• 具有雙向開關的

電力電子 - 逆變器解題示例

一個單相半橋逆變器的電阻為 2.5Ω，輸入直流電壓為 50V。計算以下內容 -

解答 -

a. 基波頻率下出現的 RMS 電壓

$E_{1RMS}=0.9\times 50V=45V$

b. 輸出功率

RMS 輸出電壓 $E_{ORMS}=E=50V$

輸出功率 $=E^{2}/R=\left ( 50\right )^{2}/2.5=1000W$

c. 峰值電流和平均電流

峰值電流 $I_{p}=E_{0}/R=50/2.5=20A$

平均電流$=I_{p}/2=20/2=10A$

d. 諧波有效值電壓

$E_{n}=\left \{ \left ( E_{ORMS} \right )^{2}-\left ( E_{1RMS} \right )^{2} \right \}^{0.5}=\left [ 50^{2} -45^{2}\right ]^{0.5}=21.8V$

e. 總諧波失真

$E_{n}/E_{1RMS}=21.8/45=0.48\times 100\%=48\%$

單相交流電壓控制器

單相交流控制器（電壓控制器）用於在交流電壓施加到負載電路後改變其值。在負載和恆定交流電壓源之間也放置了一個閘流體。

透過改變閘流體的觸發角來調節交流電壓的均方根值。在相位控制的情況下，閘流體用作開關，在每個輸入週期內建立從交流輸入電源到負載電路的連線。對於每個正輸入電壓，都會發生斬波，並且電壓會降低。

帶電阻負載的電路圖

在一個半週期內，閘流體開關導通以使電壓輸入出現在負載兩端。之後是後半週期的斷開狀態，以便將負載與電源電壓斷開。

當控制觸發角α時，負載上的電壓的RMS值也得到控制。因此，觸發角α定義為閘流體導通時的ωt值。

交流變流器的多級順序控制

當連線兩個或多個順序控制級時，可以改善功率因數並進一步降低THD（總諧波失真）。n級順序控制變流器在變壓器二次側有n個繞組，每個繞組額定為e_s/n（電源電壓）。

當兩個交流變流器並聯放置時，會產生零序路徑。兩個變流器之間的一點差異會導致很大的零序環流電流。下圖顯示了變流器的並聯系統。電流方向相對於電壓系統為逆時針方向。

電力電子學 - 迴圈轉換器

迴圈變流器指的是一種頻率轉換器，可以將交流電從一個頻率轉換為另一個頻率的交流電。此過程稱為交流-交流轉換。它主要用於電力牽引、變速交流電機和感應加熱。

迴圈變流器可以在一個階段實現頻率轉換，並確保電壓和頻率可控。此外，不需要使用換向電路，因為它利用自然換向。迴圈變流器內的功率傳輸是雙向的。

迴圈變流器的一個主要問題是，當它在小電流下工作時，會產生由於觸發延遲造成的效率低下。此外，只有在頻率不等於輸入頻率一半時，操作才平滑。這是因為迴圈變流器是一種相位控制的交流-交流變流器。因此，為了獲得所需的交流輸出電壓，它必須透過應用線路（自然）換向來選擇電壓輸入段。這就解釋了為什麼輸出頻率低於輸入頻率。

迴圈變流器中的諧波主要受控制方法、重疊效應、給定週期內的脈衝數、工作模式和導通模式的影響。

迴圈變流器有兩種型別：

• 升壓迴圈變流器 - 這些型別使用自然換向，並提供比輸入頻率更高的輸出頻率。

• 降壓迴圈變流器 - 此型別使用強迫換向，併產生輸出頻率低於輸入頻率的輸出。

迴圈變流器進一步分為三類：

• 單相到單相 - 這種型別的迴圈變流器有兩個全波整流器背靠背連線。如果一個整流器正在工作，則另一個整流器被停用，沒有電流透過它。

• 三相到單相 - 此迴圈變流器在四個象限中工作，即（+V，+I）和（-V，-I）為整流模式，（+V，-I）和（-V，+I）為逆變模式。

• 三相到三相 - 這種型別的迴圈變流器主要用於執行在三相感應電機和同步電機上的交流電機系統。

電力電子 - 整週期控制

整週期控制器是可以執行無損直接開關的變流器。該過程直接將交流電轉換為交流電，而無需執行交流電轉換為直流電，然後再將直流電轉換為交流電的中間過程。

基本的整週期控制是正弦波形的。它透過組合和消除交流輸入中的較高頻率半週期來工作。控制器通常在輸入電壓為零的半週期內導通或斷開，因為僅使用全週期或半週期。因此，整週期電路在無需諧振電路的情況下實現了零電壓開關。

下圖顯示了一個簡單的整週期控制器。它包含一個負載和一個電源開關，執行直接轉換。該圖顯示了源頻率從三倍轉換為一倍的轉換。

功率因數控制

功率因數控制，也稱為功率因數校正，是減少無功功率的過程。在這種情況下使用的電力電子器件稱為功率因數控制器 (PFC)。從功率三角形（包括無功功率、有功功率和視在功率）來看，無功功率與有功功率成直角（90°），用於勵磁磁場。雖然無功功率在電子裝置中沒有實際值，但電費包括有功功率和無功功率的成本。這使得在電子裝置中使用功率因數控制器成為必要。

功率因數 (k) 定義為有功功率（以 kW 為單位）與無功功率（以 kVAr 為單位）的比率。其值範圍為 0 到 1。如果裝置的功率因數為 0.8 或以上，則表示該裝置正在高效地使用功率。整合 PFC 可確保功率因數範圍從 0.95 到 0.99。功率因數控制器主要用於工業裝置，以最大限度地減少熒光燈和電動機產生的無功功率。

為了確保功率因數得到改善且不會造成諧波失真，不應使用傳統的電容器。相反，使用諧波抑制濾波器（電容器和電抗器的組合）。下圖顯示了一個諧波濾波器。

上述型別的諧波濾波器稱為單調諧濾波器。該濾波器的品質因數 Q 定義為其在 Q（調諧頻率）處的電抗 (X_L) 的品質因數，其中 Q 由 (nX_L/R) 給出。

電力電子學 - 矩陣變換器

矩陣變流器定義為具有單級轉換的變流器。它利用雙向受控開關來實現交流電到交流電的自動功率轉換。它為 PWM 電壓整流器（雙面）提供了一種替代方案。

矩陣變流器的特點是輸入和輸出開關頻率顯示為正弦波形。雙向開關可以實現可控的輸入功率因數。此外，沒有直流環節確保其具有緊湊的設計。矩陣變流器的缺點是它缺乏能夠完全控制並在高頻下工作的雙向開關。其電壓比（即輸出電壓與輸入電壓之比）是有限制的。

矩陣變流器控制有三種方法：

• 空間向量調製
• 脈寬調製
• 文丘裡 - 傳遞函式分析

矩陣變流器電路

下圖顯示了一個單相矩陣變流器。

它包含四個雙向開關，每個開關都能夠進行正向阻斷和反向電壓傳導。

空間向量調製 (SVM)

SVM 指的是用於控制 PWM 的演算法方法。它建立交流波形，以不同的速度驅動交流電機。對於具有直流電源的三相逆變器，其輸出的三個主要支路連線到三相電機。

開關處於受控狀態，以確保同一支路中的兩個開關不會同時導通。同時導通狀態會導致直流電源短路。這導致八個開關向量，其中兩個為零，六個為開關的有效向量。

交流到直流變流器解題示例

一個單相交流電壓變流器具有以下詳細資訊：

導通時間 = 6 分鐘，斷開時間 = 4 分鐘，頻率 = 50Hz，並且

電壓源 V_o = 110V

計算以下內容。

觸發角α

解答 -

$T=2\times \left ( T_{ON}+T_{OFF} \right )$ 但 $f=50Hz,$ $T=2\times \left ( 6+4 \right )=20mins$

$360^{\circ}=20min,$ $1min=18^{\circ}$

因此，$T_{OFF}=4min$

然後，

$$\alpha =\frac{4}{0.1}\times 1.8=72^{\circ}$$

輸出電壓

解答 -

$$V_{0}=\left ( V_{S}\times D \right ),\quad where \quad D=\frac{T_{ON}}{T_{ON}+T_{OFF}}=\frac{6}{10}=0.6$$ $$T_{ON}=6min,\quad T_{OFF}=4 min,\quad V_{S}=110V$$ $$V_{0}\left ( 輸出電壓 \right )=V_{S}\times D=110\times 0.6=66Volts$$